具有轨道和保持信号解调器的斩波稳定放大器

具有轨道和保持信号解调器的斩波稳定放大器

由Alberto Bilotti，生活高级成员，IEEE，和Gerardo Monreal

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抽象的- 斩波放大器的传统信号解调器可以被跟踪和保持（T / H）代替和平均函数代替。这种布置提供偏移消除，而无需低通滤波器，并且可以忽略输入尖峰产生的残余偏移。噪声分析表明，该T / H解调器降低了白噪声信噪比（SNR），尽管通过使用最大占空比和最小放大器带宽可以最小化劣化。

索引条款- 面包带白色噪声半导体，斩波放大器，偏移取消，轨道和保持解调器。

放大器的斩波稳定是一种公知的技术，用于减少输入直流（DC）偏移和低频输入噪声，通常会降低精密直流放大器的性能[1] - [3]。图。图1示出了基本原理。

输入信号首先乘以单位对称方波函数S1（T.）频率ƒ_CLK.，然后由增益放大器放大G，通过切换功能乘以S2（T.）如同S.1（T.），最后过滤了低通。第一乘法将输入信号频谱转换为高频（HF）区域，第二个乘法通过将信号解码回基频带来恢复放大的原始信号。另一方面，输入参考放大器DC偏移和低频噪声分量仅通过第二乘法过程。例如，DC偏移被转换为由低通滤波器完全衰减的HF方波函数。乘法功能通常由由CLK信号控制的简单的金属氧化物半导体（MOS）开关对实现。

由于第一乘法切换瞬变，传统斩波器的问题在于可能产生的寄生偏移，这些偏移通过低通滤波器未核制的偏移。另一个问题是减少由于偏移引起的残余方波纹体所需的低通滤波。这在单片斩波器中特别严重，其中多重LP过滤器需要可观的硅区域。

我们通过基于轨道和保持（T / H）的解调器来描述换乘传统信号解调器的优点和缺点。

让我们假设输入信号到斩波器稳定放大器V._SG带宽限制为奈奎斯特频率（ƒ_CLK./ 2）并且放大器无噪声。

由于输入切换瞬态尖峰而导致的剩余偏移，与之相比T._CLK./ 2通过尽可能多地窄带放大器[2]或包括带有中心频率的带通（BP）滤波器锁定为ƒ的带通（BP）滤波器来显着降低_CLK.[4]。在斩波器以相对较高的频率操作并且输入尖峰持续时间相比，输入尖峰持续时间不可能忽略不计T._CLK./ 2，通过宽带放大器和制造可以实现类似的结果S.图2（t）具有低于50％占空比的切换功能，如图2所示。2，使得在δ中T.间隔，其中放大的尖峰位于，输出为零。该技术引入了Δ给出的信号衰减T./（T._CLK./ 2）和更大的白噪声。

可以避免信号衰减，并且当保持功能适当地包括在信号解调器中时，低通滤波器要求放松。例如，图。图3示出了包括双T / H以及可以使用的加法器（或平均）布置的信号解调器，其代替图3的传统信号解调器。1。

T / H输入是非截相和反转的放大的切碎信号，而T / H输出应用于加法器。T / H交换机由CLK期间发生的脉冲和具有占空比的CLK_BAR定时信号关闭D.。我们假设切碎的信号通过放大器而没有失真，这意味着放大器带宽五个或更多次ƒ_CLK.。

使用这种布置，假设理想的开关和零偏移，并回顾每个CLK半周期的商店信号改变符号，每个T / H恢复原始信号G×V._SG并且加法器产生2G×V._SG输出已更新每个CLK半周期。

就DC偏移（或低频噪声分量）而言，偏移量不被切断，在每个CLK半周期中不会改变符号，因此T / H输出是极性相反的直流电压，所以偏移量由加法器。

该信号解调器用于斩波稳定放大器的优点可以概括如下。

• 取消偏移量而无需任何LP滤波。只有T / H不匹配和加法器不准确的任何残留偏移。
• 由于交错采样，与输出波形相关联的典型阶梯纹波具有2ƒ_CLK.基波频率简化了其拆除。
• 如果需要，可以通过对跟踪脉冲的适当相对措辞来移除由于输入开关瞬态引起的剩余偏移，而没有和衰减损失。

最近报道了使用具有用于消除开关厅磁传感器中发生相对大的偏移的T / H信号解调器的斩波放大器的信号调节器[5]。

图。图4示出了使用先前描述的T / H信号解调器的全差分斩波器。由方波5-V时钟信号CLK1开关SWI，执行第一乘法，而通过采样脉冲CLK2和CLK3和C1和C2以及平均电阻器R1和R2驱动的开关SW1和SW2，构成T / H信号解调器。已经包括一种类似的T / H解调器，其从放大器输出而不是反向极性，以便产生完全差分输出。T / H交换机是互补的MOS（CMOS）通过晶体管，而输入开关很简单N-Channel通过晶体管，以故意增强输入瞬态尖峰的幅度。假设具有40×和3dB带宽的增益的放大器是理想的，其偏移是用输入直流发电机模拟的偏移量V._离开。图。图4还示出了CLK波形，采样脉冲CLK2和CLK3大约发生在CLK1半循环的中心。

图4的电路的香料模拟。为ƒ执行4_CLK.= 160 kHz，D.= T._TK./ T._CLK.= 0.25，5-kHz正弦输入信号为0.5mV振幅，DC输入偏移为5 mV。所有器件的Spice模型参数源自标准的2-μ混合双极CMOS（BICMOS）工艺。

图。图5（a）示出了输入信号加上放大器直流偏移波形和图5（b）在T / H解调器之前的放大器输出处的电压波形。尽管在相对大的瞬态脉冲中嵌入了切碎的信号，但是采样脉冲的适当相对相位允许清洁原始信号波形的恢复，如图5（c）的输出电压波形所示。

输出电压是输入信号的放大副本，除了样品的典型典型的准楼梯纹波和保持（S / H）函数。与所有样本数据系统一样，随着信号频率接近奈奎斯特频率ƒ_CLK./ 2，残余楼梯纹波变得更相关，并且可能需要恢复未变形波形的PODYCHOPPER LP滤波器。例如，图6（a）示出了与图6中的相同的输出波形。5（c），但是斩波器以30kHz的信号频率运行，即，在≈0.4（ƒ_CLK./ 2）由于过多的楼梯纹波，出现的输出波形严重扭曲。图。图6（b）示出了如何通过使用60 kHz的-3-db频率的Postchopper单极LP滤波器近似恢复原始波形。

在实际电路中，偏移消除主要受解调器中的不匹配。如果voi._一种是放大器输入偏移，任何相对不匹配m在图4的加法中的电阻器R1和R2之间的Δr/ r。4将生成输入参考偏移量m×voi._一种在斩波器中，而等效的偏移虎由于T / H和缓冲区不平衡将产生输入参考偏移量VOB / G.。假设已被删除引起的输入尖峰，并且所有不平衡和偏移都是统计上独立的随机函数，具有高斯分布和零平均值，我们可以为斩波器输入引用的偏移写voi._CH.

其中σ（X）是标准偏差X和G放大器增益。

表达式（1）表明，根据解调器不平衡和放大器输入参考偏移，通过显着的放大器增益增加，不得不获得。

与传统的切换者一样，放大器DC传递特性中的不对称性也可以通过引入不逆转和反相的扩增的短切的信号之间的差异来限制偏移消除。通常，与（1）中给出的那些相比，使用匹配匹配的差分放大器的使用使得误差可忽略不计。

此外，添加函数和使用带宽的放大器的使用远远大于时钟频率，降低了这种解调器的信噪比（SNR），如下一节所示。

在所有实用案例中，由于放大器输入引用的白噪声电压，放大了白色噪声电压G时间和受放大器带宽的限制，出现在图2的解调器中的每个S / H的输入处。2。

让我们首先在一个简单的T / h中分析白噪声行为。假设具有带宽的理想矩形噪声谱的白噪声电压BW._N和功率谱密度η_一世应用于T / H的输入并呼叫η_O.T / H输出处的噪声功率谱密度。如前所述，用于避免切碎信号的失真，放大器带宽必须大于ƒ_CLK.因此bw._N»ƒ_CLK.并且噪音由T / H交换机缺乏采样。

由长度的跟踪脉冲产生的噪声D×T._CLK.不要显着增加输出噪音，但在保持时间（1 -D.）T._CLK.由于围绕时钟频率谐波调制到基带，制作η的所有高频（HF）噪声分量的折叠引入额外的噪音O.>η.一世。出现这种混叠，因为周期性保持的行为作为等效的理想S / H函数，每当输入频谱延伸在奈奎斯特频带[6] - [8]上时，就会出现可观的混叠。

假设输出噪声功率谱密度是在轨道间隔期间产生的噪声功率的总和，以及在轨道间隔期间产生的噪声功率之和，以及在保持期间产生的噪声功率以及在保持期间产生的噪声功率，是白噪间隔。将我们的兴趣聚焦0 <​​ƒ<ƒ_CLK./ 2和回忆表达式A2，B5A和B5B的[6]我们可以为简单的T / H的噪声功率谱密度传递函数写一般表达式，如下：

其中第一和第二项分别代表轨道和保持贡献，η一世和η.O.输入和输出噪声谱功率密度和

D.占空比 （T._TK./T._CLK.）;
ƒ_CLK.1 /T._CLK.=时钟频率;
H最接近BW的整数_N/ƒ_CLK.比率;
sinc（x）[罪（π×X）] /π×X。

注意D.= 0具有η的纯S / H函数O./η.一世=（1 + 2×H）×sinc²（ƒ/ƒ_CLK.）虽然D.= 1没有S / h，跟踪开关永久上ηO./η.一世= 1.当参数时H为零，没有别名，因为噪声输入频谱保持在ƒ以下_CLK./ 2.当H= 1,2,3等，由于输入噪声频谱超出ƒ而存在额外的噪声_CLK./ 2达到第一，第二，第三等，挤压箱和折叠回奈奎斯特乐队。由于输出噪声谱在奈奎斯特频带内近似平坦，因此可以简化（2）假设恒定功率谱密度等于在ψ= 0处发生的最大值的最坏情况

表达式（3）在图4中绘制了简单的T / H功能的奈奎斯特频带中的白噪声劣化。在0 <D.<1和各种值H。正如预期的那样，噪声劣化最大限度D.= 0并随着越来越多增加H。

回到图1的解调器。如图3所示，添加了两个T / H的噪声输出，每个噪声输出由相同的噪声电压而是具有反相极性的。对于涉及远小于ƒ的噪声输入频谱的低频区域_CLK.，T / H输出噪声电压相关并因此抵消。该取消动作包括直流偏移电压和相对低频的1 /ƒ噪声。在其余的输入噪声频谱上BW._N，其中大部分噪声电压变得不相关，并且它们的功率谱密度由加法器直接总结。

因此，具有初始假设BW._N»ƒ_CLK.我们可以假设实际上，在两个T / H输出处产生的所有白噪声电压都是由于混叠并因此不相关;图2的解调器。图3示出了最坏的情况输出噪声功率谱密度≈2η_O.。由于输出信号功率是输入信号功率的四倍，即在白噪声所关注的情况下，解调器噪声系数（NF）变为

其中η._O./η._一世是指单个T / H的噪声功率谱密度传递函数对于ƒ<ƒ_CLK./ 2（图7）。

例如，D.= 0.3且H= 5，η_O./η._一世图2的比率在图7是信号解调器三的六个和噪声系数。由于跟踪脉冲宽度不能高于一个时钟半周期，最大允许占空比为0.5和图7.图7示出了由于别名引起的噪声是T / H解调器噪声的主要贡献者。

已经描述了斩波稳定放大器的性能，其中信号解调或第二乘法函数由双T / H和加法器布置执行。与传统的斩波器相比，这种方法的最重要的优点在于取消放大器输入偏移，低频输入噪声分量和由于输入切换尖峰而导致的残余偏移，而不需要任何低通滤波。可实现的最大偏移消除由T / H不匹配和加法器精度受到限制。

为了避免输出波形上的过度阶梯纹波，输入信号频谱带宽应优选地小于奈奎斯特频率的0.2倍。否则可能需要PostCropper LP过滤器。

最后，由于保持功能，这些解调器显示出白噪声劣化;该降低最小允许占空比为0.5和最小放大器带宽。

作者要感谢ElectrónicaBilotti的D. Barrettino，以获得乐于助人的建议。

[1] K. Hsieh等。，“低噪声斩波器稳定差动开关电容滤波技术”，IEEE J.固态电路，卷。SC-16，没有。6，PP。1981年12月708-715。
[2] C. C. enz等。，“一个CMOS斩波放大器”，IEEE J.固态电路，卷。SC-22，PP。1987年6月335-341。
[3] C. C. enz和G. C. TEMES，“用于降低OP-AMP缺陷的影响的电路技术：自动化，相关双取样和斩波稳定，”Proc。IEEE.，卷。84，PP。1996年11月1584-1613。
[4] C. Menolfi和Q. Huang，“一个用于热电红外探测器的低噪声CMOS仪表放大器”IEEE J.固态电路，卷。32，pp。968-976，1997年7月。
[5] A. Bilotti等等。，“单片磁厅传感器使用动态正交偏移消除”，IEEE J.固态电路，卷。32，PP。1997年6月829-836。
[6] J.S.Fischer，“开关电容滤波器的噪声源和计算技术”IEEE J.固态电路，卷。SC-17，PP。1982年8月742-752。
[7] C. Gobet，“采样的第一顺序的光谱分布低通滤波的白噪声”电子。吧。，卷。17，不。19，PP。720-721，1981年9月。
[8] C. Gobet和A.旋钮，“交换电容器网络的噪声分析”IEEE Trans。电路SYST.。，卷。CAS-30，PP。1983年1月37日至43日。

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1997年11月10日收到的稿件;修订于1998年5月2日。这项工作得到了Allegro™Microsystems，LLC的支持。本文由助理编辑M. Biey推荐。

A. Bilotti与阿根廷的Olivos 1636伊利诺伊州Bilotti。

G.蒙利利是用传感器开发组，Allegro Microsystems，LLC，Concor亚博棋牌游戏d，NH 03306美国。

发布商项目标识符S1057-7122（99）02748-8。

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这里描述的信号解调器掺入A3150，A3210，A3240，A3260，A3280，A3361和A3515霍尔效应传感器IC中。本文最初发表在电路和系统上的IEEE事务，I：基础理论和应用亚博尊贵会员，卷。46，1999年4月4日。通过许可转载。

1057-7122 / 99 $ 10.00©1999，IEEE